大咖说 | Toshiba 三相 4kW PFC设计
大咖说 | Toshiba 三相 4kW PFC设计AC-DC电源无处不在，占全球能源消耗的很大比例，因此它们的能效与系统成本直接相关，在更高的层面上，它有助于排放。在设计AC-DC电源时，输入功率因素是一个必需要考虑的问题。如果线路电流和电压不具有相同的正弦波形和相位，那么电源所吸收的视在功率就会高，这将导致能效低下，并通过电网传播。可采用功率因数校正PFC来提升效能，PFC现在已经成为多个国家和地区的法定要求，强制要求将PFC加入电路，且PFC值要接近1。PFC是将整流电源电压转换成高于电源电压峰值的直流电压，采用脉冲宽度调制来调节直流电压，同时迫使电路电流跟随电压波形。
目前常见的PFC架构有以下4种 :
[*]传统PFC : 最低的BOM Cost方案。
[*]交错式PFC : 相较于传统PFC，交错式使用2组功率开关，将两个升压功率级交错，因此开关损耗分散，每个开关上的负载减轻，使热设计更容易，故多使用于大功率的应用。纹波电流更小，有效频率高，有助于减小滤波器尺寸，与DC/DC转换器的双相驱动原理相同。
[*]无桥PFC : 无桥PFC目的是减少电路电流路径的元件数目，达到降低传导损耗的目标。架构由两个的升压电路组成，任何时候都只有一个在运作。相同功率条件下，无桥PFC和传统单相PFC的切换损大致相同。但是在桥整部分，无桥PFC可减少一半的传导损耗提升效率。不过在实际应用上，也出现了一些新的问题，元件数量多，系统复杂，两个电感分别在正半周与负半周工作，使电感利用率减小一倍，较大的共模干扰使输入滤波器的设计较麻烦。
[*]图腾柱无桥PFC：由无桥PFC改良发展而来，具有高功率密度，减小电路系统尺寸和重量，降低系统成本的优点。图腾柱无桥PFC拓扑，相比无桥PFC效率更高，具有较低的EMI，并将元件的数量减少了一半，成本更低。
本文将介绍使用图腾柱无桥的架构设计3 相 400V 交流输入，4kW/750V 直流输出电源。通过安装一个功率因数校正电路，来实现 97％的功率转换效率和 0.99 以上的功率因数。
主要规格如下：
[*]交流输入电压额定值：3 相 400V AC（312V AC 至 528V AC）
[*]交流频率：50Hz±0.2Hz，60Hz±0.3Hz
[*]最大交流输入额定电流 6.2A RMS
[*]输出电压额定值：750V DC±1％
[*]输出功率额定值：4.0kW
[*]开关频率：50kHz
[*]功率转换效率：97％（400V AC 输入、4.0kW 输出时）
[*]电路选用东芝SiC MOSFET TW070J120B，栅极驱动 IC 光耦TLP5214A和光耦隔离放大器TLP7920
SiC MOSFET：TW070J120B
规格书下载 : TW070J120Bhttps://toshiba.semicon-storage.com/tw/semiconductor/product/mosfets/detail.TW070J120B.html?utm_source=pdf&utm_medium=content-text&utm_campaign=SIC1-pdf-202102
电路使用的 TW070J120B 是具有内置 SiC 肖特基势垒二极管（SiC SBD）的一个 N 沟道 SiC MOSFET，与常规的硅(Si) MOSFET、IGBT产品相比，具有高耐压、高速开关和低导通电阻特性，因此有利于降低功耗，精简系统。同时具有低输入电容、低闸极输入电荷、低漏源导通电阻等特性。此外，内建的具有低正向电压的 SiC 肖特基势垒二极管相较于 MOSFET 体（寄生）二极管实现了更低的 Vdsf，并降低了二极管的导通损耗，另外，由于采用具有高 IFSM的二极管，因此具有优异的浪涌电流耐受能力。从可靠性角度看，内置二极管只需要一个元器件，从而可减少组成电路的故障率。栅极-源极电压额定值 VGSS相较于竞争产品范围更大，VGSS的宽容差使设计更容易，其闸极阈值电压设定在4.2V至5.8V的较高电压范围内，发生栅极电压和噪声波动导致误动作的可能性降低。
应用场合 :
[*]大容量AC-DC转换器
[*]太阳光逆变器
[*]大容量双向DC-DC转换器
特点：
[*]内建SiC SBD
[*]高电压、低输入电容、低总闸极电荷、低导通电阻、低二极管正向电压、高闸极阈值电压：VDSS=1200V，Ciss=1680pF（典型值），Qg=67nC（典型值），RDS(ON)=70mΩ（典型值），VDSF=-1.35V（典型值），Vth=4.2～5.8V
[*]易于操作的增强类型
主要规格 :
SiC MOSFET 栅极控制的要点 : (1) 严格遵守栅极-源极电压的-10V 至 25V 的绝对最大额定值。(2) 将导通时的栅极电压设为 18V 至 20V。(3) 将关断时的栅极电压设为 0 至-5V。(4) 需用栅极电荷对栅极-源极电容（CGS）全充电。为施加栅极电压并将其导通，必须用栅极电荷对栅极-源极电容进行充电。当 VGS 为 0 至 20V 时，标准栅极电荷为 70nC（VDD=800V、VGS=20V、ID=36A）。必须在所使用的开关频率下载流，以充分充电
栅极驱动 IC 光耦 : TLP5214A
规格书下载 : TLP5214A
https://toshiba.semicon-storage. ... etail.TLP5214A.html
TLP5214A适用于驱动IGBT和功率MOSFET，具有更出色的去饱和感测功能。TLP5214A整合有去饱和前缘空白时间、滤波时间以及软关闭性能优化等一系列新功能，有助于在开关和去饱和感测期间抑制短期脉冲杂讯，保护应用的安全执行。
应用场合 :
[*]IGBT/MOSFET驅動
[*]工業變頻器
[*]太陽能變頻器
[*]伺服放大器
[*]空調變頻器
特点：
[*]高度集成4.0A输出电流IGBT栅极驱动光耦
[*]内置IGBT非饱和检测功能、主动镜像钳位功能和故障信号反馈功能
[*]最大限度减少电路设计工作量、元件数量和PCB面积
[*]宽的工作温度范围：-40至110℃
[*]隔离电压：5000Vrms（最小值）
主要规格 :
光耦隔离放大器：TLP7920/TLP7820
规格书下载 : TLP7920,TLP7820https://toshiba.semicon-storage.com/tw/semiconductor/product/isolators-solid-state-relays/isolation-amplifiers-isolated-delta-sigma-modulators/detail.TLP7820.html
TLP7920为高精度光耦隔离放大器，可检测微小的电流和电压波动，适用于工业设备应用。该系列可提供2.3毫米（最大值）低高度SO8L薄型封装(TLP7820)或DIP8封装(TLP7920)。监测马达的相电流和母线(BUS)电压波动以向微控制器提供精确回馈，这一点对于实现包括逆变器和伺服扩大器在内的最近工业设备所需的高精度作业极为重要。为了满足这些要求，TLP7820/TLP7920光耦隔离放大器在其输入端配备高精度Delta-Sigma AD转换器，实现了高水平的线性度，模拟输出产品的非线性误差为0.02%（NL200，典型值），还实现了20kV/μs（典型值）的CMTI（共模瞬变免抑）值，支持马达控制应用程序（通常产生强噪声）的稳定作业。此外，5000V（最小值）的隔离电压使它们适用于各种工业设备应用。
应用场合 :
[*]工业设备，例如逆变器、伺服扩大器、机器人、数控机床和电源等
[*]风力发电机和太阳光电逆变器、电池管理
[*]不间断电源系统、服务器电源、办公和住宅用途的空调
主要规格 :
参数设计 :
使用以下公式设计电感值
最大输出功率：Pout（W）交流线路最小相位有效电压：Vin_min（V）功率因数校正功率转换效率：η（%）PFC输出电压：Vout（V）开关频率：Fc（Hz）允许纹波电流：ΔIripple（%）假设最大输出功率（Pout）为4 kW， 最小交流输入电压（Vin_min）为180 V，PFC的输出电压（Vout）为750 V，开关频率（Fc）为50 kHz，PFC功率转换效率（η）为97%，允许纹波电流范围为30%，根据上面公式计算得到电感值（L）为346μH。实际设计中，电感器的电感值会根据直流偏置DC bias而变化，同时要考量margin。假设输出电容为Cout，输出电压为Vout_PFC，最小输出电压为Vmin，最大输出功率为Pout。保持时间Thold可由以下公式计算
我们可调整输出电容以满足系统所需的保持时间，设置Cout=705μF，Vout_PFC=750 V，Vmin=700 V，Pout=4 kW，得出保持时间为6.38 ms
此设计有以下特性：(1) 3 相图腾柱无桥架构，可直接切换各相。当配置 4kW 大功率 PFC 时，一般的二极管桥式整流器和升压转换器配置会在二极管桥中造成较大的损耗，并在开关元件上产生较大的负载，因此经常使用多个元件并联的配置。然而，尽管这种配置可支持更高的功率，但转换效率不高，并且电源单元的规模会变大，因为并联电路需要与电路数相应的电感器等大型元器件，即至少两倍的量。采用图腾柱架构因为其不需要二极管桥，可有效改善此问题。
(2) 将 SiC MOSFET 用于电源开关，可实现高功率转换效率。此设计是一个3 相 400V 交流输入的 4kW PFC，图腾柱架构要求开关元件具有较高的耐压。由于此设计所需的元器件耐压为 1000V，因此通常选择 IGBT。但由于 IGBT 的结构和特性，其开关损耗高于 MOSFET，这限制了其实现高效率的能力。另一方面，SiC MOSFET 具有更快的开关速度，因此其开关损耗比 IGBT 低，并且可在更高的开关频率下运行。通常，开关损耗会随着开关频率的增加而增加，但使用 SiCMOSFET 可使总损耗低于 IGBT 的损耗。另外，由于能增加开关频率，因此可使用较小的电感器，以减小电源的尺寸。
(3) 可通过调整栅极驱动电路的开关速度，优化折衷效率和 EMI。栅极驱动电路可调节 SiC MOSFET 导通和关断的开关速度，栅极驱动 IC 光耦TLP5214A，其输出电流为 4A，足以在开关期间驱动 1200V SiC MOSFET 的栅极充电和放电电流。TLP5214A 还具有过流保护（OVP）和欠压锁定（UVLO）功能，以在发生异常情况时发挥电路保护作用。
功率器件的性能极大地影响了电源转换系统的效率，即减少损耗。因此，除了常规的 Si（硅）之外，也越来越多地使用 SiC（碳化硅）和 GaN（氮化镓）等半导体材料的功率器件。使用 SiC MOSFET 作为开关元件可实现高转换效率，它拥有比 IGBT 更快的开关特性，在功率转换电路领域具有巨大的潜力。本文介绍的 PFC 电源设计目的在提大功率转换应用的效率和小型化，减少损耗，而提高效率的关键是将功率开关从传统的 IGBT 替换为 SiC MOSFET。下图为 SiC MOSFET 和 IGBT 导通期间的开关波形及损耗 Eon的一个比较。SiC MOSFET 是使用东芝的 TW070J120B，而 IGBT 则为另一家公司生产。显示 IGBT 的导通损耗为 2.5mJ，SiC MOSFET 的导通损耗为 0.6mJ，因此当用 SiC MOSFET 开关晶体管代替 IGBT 开关晶体管时，导通损耗可降低 76%。这种损耗差异主要是由于开关波形图中 VDS和 VCE之间的开关速度差异。SiC MOSFET 几乎立即完全导通，ID相应流动，而 IGBT 需要一定时间才能完全导通，而延迟是造成损耗的原因。
下图是导通和关断开关损耗、传导损耗以及内部二极管的损耗之和比较。条件 VCC=400V、IO=7Arms、功率因数=1、Tj=150℃。根据结果可知，与 IGBT 相比，SiC MOSFET 可减少约 28W 的损耗，有助于提高设备的效率。
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